我们知道的MOS管的失效机制就是——你不能让功率回路的电流相位超前电压。这个超前的，与即将开通的MOS管的带来的电压方向反相的电流会被反拉回零点。而不是像正常的感性电路中是被正向拉至零点。正向拉，所有的LLC器件包括次级回路都在参与卸力，只是在加速回零点。而反向回拉，电流会过零点，引发震荡；并且加大了开关管两端的电势差，造成MOS管击穿风险。
与MOS管并联的反向体二极管的主要作用，是在非0电流关断的情况下，为LLC回路的感性电流提供泄流通道。考虑Fs>Fr的情形：
考虑电压的下降沿，上管Q1管关断瞬间，此时LLC的回路电流并不为零，因为有死区存在，那个紧挨着电压切换沿的比较陡的电流下降沿（很短）。这个沿的电流是通过下管Q2的体二极管泄流的，如下图所示：
Q1开通，主变压器Lp上的励磁电流一直在高电平状态处于充电状态，此时等效电路的励磁电流在MOS管上管关断的一刻达到峰值。
上管Q1在从导通到关闭的瞬间，LLC回路电流不可能停止，此时电流会经由Q2的体二极管泄流。因为此时电流与Q2的体二极管导通方向同方向。
Q2之前开路，内部寄生电容，积累的与体二极管反向的电荷（由Q2 - N型MOS管的漏极指向源极），也刚好随着这股反向电流被释放。实现后续的零电压开关——体二极管的泄流能力很强。 这就是1.1节描述的LLC回路会自然实现MOS管的ZVS零电压开通：
借助功率MOSFET的等效输出电容和变压器的漏感可以使所有的开关工作在ZVS 状态下，无需额外附加辅助开关。
这句话的意思是这个，在第一个MOS管（比如下图中的Q1）关断时，第二个MOS管Q2未开通前，第二个MOS管Q2因为之前开路，寄生电容累积的电荷在未接入谐振网络前，电荷的总量是下面那个Ip，这部分电荷和此时LLC回路的电流同相。如果这部分电流，能随Im被抽走，那么Q2导通时就会自然地零电压导通。
LLC谐振变换器中的一个潜在失效模式与由于体二极管反向恢复特性较差引起的直通电流相关。即使功率MOSFET的电压和电流处于安全工作区域，反向恢复dv/dt和击穿dv/dt也会在如启动、 过载和输出短路的情况下发生。
在MOS管关断时，回路电流相位如果超前于电压相位，此时电流会在MOS管关断前跌至电压的反相。似乎此时无论是上管还是下管都会因为这个反向电流引发的反向电压承载更多的电压降？
而且这部分电流也会因为LLC回路的感性器件，变得无法很快消退，Cr和开关管会承受这股升压。
重载情况下，Lm会在反射负载RLOAD的作用下视为完全短路，轻载情况下依然保持与谐振电感Lr串 联。因此，谐振频率由负载情况决定。Lr 和Cr决定谐振频率fr1，Cr和两个电感Lr 、Lm决定第二谐振频率fr2，随着负载的增加，谐振频率随之增加。谐振频率在由变压器和谐振电容Cr决定的大值和小值之间变动。
注意，这里用的是极值推理，描述了整个电路的等效谐振频点，随负载变化时的移动。但这个表述是错的，负载增大时，实际与谐振频点是在反向移动。原因很简单，轻载无需高增益，此时系统切换频点，距离谐振位置其实更远。
如果按等效电路看，LLC电路参数的容性和感性元件，决定的LC，LLC，只有两个频点。是开关频点在移动。
注意，励磁电流始终近似三角波。因为励磁电感大于谐振电感。整个回路的电流在空载，近乎三角波，但是在有负载时，负载电流会和励磁电流叠加：
Vds1从0变1，意味着Vds发生了关断。此时：
Ids1随Imy的同步跌落被打断。
这部分电流被转移到Ids2的导通方向的反向，通过体二极管泄流。
为什么这个沿儿这么陡峭？是因为MOS管内的寄生电容积聚的电压吗？
紫色 - 上管漏极电流
绿色 - 上管电压
黄色 - 下管漏极电流
蓝色 - 下管电压
对于Q1,在它发生切换时，会有一个与电压相位相反的电流流过Mos管。它就是那段Lm从电流最强位置，开始反向回落的电流。
MOSFET在零电流处关断。
在MOSFET开通前(死区)，负向电流流 过另一个MOSFET的体二极管。
当MOSFET开关开通， 另一个MOSFET体二极管的反向恢复应力很大——由于大 反向恢复电流尖峰不能够流过谐振电路，它将流过另一个MOSFET。这就会产生很大的开关损耗，并且电流和 电压尖峰能够造成器件失效。因此，变换器需要避免工 作在这个区域。
当开关频率 fs<fr2，谐振电路的输入阻抗为容性。因此，谐振电路电 流超前于MOSFET两端电压的基波分量；MOSFET电流 在其开通后为正，在其关断前为负。
MOSFET在零电流处关断。在MOSFET开通前，电流流 过另一个MOSFET的体二极管。当MOSFET开关开通， 另一个MOSFET体二极管的反向恢复应力很大。由于大 反向恢复电流尖峰不能够流过谐振电路，它将流过另一个MOSFET。这就会产生很大的开关损耗，并且电流和 电压尖峰能够造成器件失效。因此，变换器需要避免工 作在这个区域。
对于开关频率fs>fr1，谐振电路的输入阻抗为感性。 MOSFET电流在开通后为负，关断前为正。MOSFET开 关在零电压处开通。因此，不会出现米勒效应从而使开 通损耗小化。MOSFET的输入电容不会因米勒效应而 增加。而且体二极管的反向恢复电流是正弦波形的一部 分，并且当开关电流为正时，会成为开关电流的一部 分。因此，通常ZVS优于ZCS，因为它可以消除由反向 恢复电流、结电容放电引起的主要的开关损耗和应力。
串联谐振变换器特性成为主导。
开关电 流增加，ZVS消失，Lm被反射负载RLOAD完全短路。
开通时为硬开关，从而导致 二极管反向恢复应力。此外还会增加开通损耗，产生 噪声或EMI。
二极管关断伴随非常大的dv/dt，因此在很大的di/dt条件 下，会产生很高的反向恢复电流尖峰。这些尖峰会比稳 态开关电流幅值大十倍以上。该大电流会使MOSFET损 耗大大增加、发热严重。MOSFET结温的升高会降低其 dv/dt的能力。在极端情况下，损坏MOSFET，使整个系 统失效。
开关管的切换时的波形与4.2.1相同。
短路时，MOSFET导通电流非常高 （理论上无限高），频率也会降低。当发生短路时，谐 振回路中Lm被旁路。LLC谐振变换器可以简化为由Cr和 Lr组成的谐振电路，因为Cr只与Lr发生谐振。因此图12 省略了t1 ~ t2时段，短路时次级二极管在CCM模式下连续 导通。短路状态下工作模式几乎与过载状态下一样，但 是短路状态更糟糕，因为流经开关体二极管的反向恢复 电流更大。
二极管由通态到反向阻断状态的开关过程称为反向恢 复。图16给出了MOSFET体二极管反向恢复的波形。首 先体二极管正向导通，持续一段时间。这个时段中，二 极管P-N结积累电荷。当反向电压加到二极管两端时， 释放储存的电荷，回到阻断状态。释放储存电荷时会出 现以下两种现象：流过一个大的反向电流和重构。在该 过程中，大的反向恢复电流流过MOSFET的体二极管， 是因为MOSFET的导通沟道已经切断。一些反向恢复电 流从N+源下流过。
正常的反向恢复 | 失败反向恢复 |
 |  |
影响反向恢复电流峰值的主要因素 有温度、正向电流和di/dt。
图22给出了反向恢复电流峰 值与正向电流等级的对应曲线。如图22所示，大限度 抑制体二极管导通，可以降低反向恢复电流峰值。如果 di/dt增大，反向恢复电流峰值也增大。在LLC谐振变换器中，功率MOSFET体二极管的di/dt与另一互补功率开 关的开通速度有关。所以降低其开通速度也可以减小 di/dt。
它是击穿和静态dv/dt的组合。功率器件同时承受雪崩电流和位移电流。如果开关过程非常快，在体二极管反向恢复过程中，漏源极电压 可能超过大额定值。例如，在图16中，漏源极电压 大值超过了570V ，但器件为500V 额定电压的 MOSFET。过高的电压峰值使MOSFET进入击穿模式， 位移电流通过P-N结。这就是雪崩击穿的机理。另外， 过高的dv/dt会影响器件的失效点。dv/dt越大，建立起的位移电流就越大。位移电流叠加到雪崩电流后，器件受 到伤害，导致失效。基本上，导致失效的根本原因是大电流、高温度引起的寄生BJT导通，但主要原因是体二极管反向恢复或击穿。实践中，这两种失效模式随机发生，有时同时发生。
位移电流是dv/dt造成的。这是正常的电路电流。
雪崩电流是指MOSFET被高电压击穿。
在启动、过载或短路状况下，过流保护方法有多种：
增加开关频率
变频控制以及 PWM控制
采用分裂电容和钳位二极管
为了实现这些方法，LLC谐振变换器需要增加额外的器件、改进控制电路或者重新进行散热设计，这都增加了系统的成本。有一种更为简单和高性价比的方法。由于体二极管在LLC谐振变换器中扮演了很重要的角色，它对失效机理至关重要，所以集中研究器件的体二极管特性是解决这个问题的好方法。越来越多的应用使用内嵌二极管作为关键的系统元件，因此体二极管的许多优势得以实现。其中，金或铂扩散和电子辐射是非常有效的 解决方法。这种方法可以控制载流子寿命，从而减少反 向恢复充电和反向恢复时间。随着反向恢复充电的减 少，反向恢复电流峰值和触发寄生BJT的可能性也随之 降低。因此，在过流情况下，如过载或短路，这种带有 改进的体二极管的新功率MOSFET可以提供更耐久、更 好的保护。
实际调试时，遇到的最大的问题是短路，或者带载短路。这个时候谐振电路的电流增量降不下来。同事用了几个很巧妙的思路解决了这个过流的问题。不是上面提到的这些。宏观特征，并且因为压根就避免工作在Fr之内，避开了那个开关管因为谐振电路跌入容性区间造成的MOS管失效问题。
但它肯定有代价。除了效率不高，还会有什么？
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